摘要:提出了一种新型的ZVS软开关的实现方案,为反激变换器。一个小的辅助稳压器,主稳压器系列、辅助稳压器的励磁电感电流以实现双向ZVS软开关主开关的。该方案实现了主开关和辅助开关的零电压开关。摘要:提出了一种新型的ZVS软开关的实现方案,为反激变换器。一个小的辅助稳压器,主稳压器系列、辅助稳压器的励磁电感电流以实现双向ZVS软开关主开关的。实现了主要的辅助开关管的ZVS软开关,以及输出整流二极管的di / dt是有限的,而软开关可以实现宽输入范围在任何负载条件下。关键词:ZVS软开关辅助稳压器电流双向0引言在许多通信和计算机系统需要使用高功率密度和高效率开关电源。增加开关频率可以减少电感器和电容器的体积。提高开关电源的功率密度是一种趋势。然而,开关频率增加,和开关器件的损耗也增加。为了减少开关损耗,提高开关电源的开关频率,软开关技术应运而生。软交换技术主要包括两大类:零电压软开关（ZVS）零电流软开关（ZCS）。零电压软开关比零电流软开关变换器的拓扑结构与MOSFET开关器件。反激变换器电路简单,它被广泛应用于小功率应用。ZVS软开关拓扑基于反激变换器[2] [3] [4]进一步发展。近年来,有源钳位ZVS软开关技术提出了[5] [6] [7],但它也有一些缺点,[8] [9],例如,可以在轻负载实现软开关。本文介绍了一种具有辅助稳压器零电压软开关电路的反激式反激式反激式零位反激零与电压转换电路相比,它具有以下优点:1）电路可以实现全负载范围的软开关;2）任何负载的情况下,该电路可以实现在宽输入范围的软开关;3）失去了占空比输出负载变化时,对电路的参数设计。分析了电路的工作原理和软开关参数的设计,并通过实验结果验证了所提出的方案的有效性。1工作原理图1是本文提出的反激式软开关电路,TR为辅助稳压器。两开关S1和S2互补导通,有一定的死区,防止普通状态传导。T主稳压器励磁电感Lm大,使电路工作在电流连续模式（CCM）,ILM的波形如图2所示。Lmr Tr和励磁电感的设计很小,通过在一个周期的LMR当前可以逆转,如图2所示的ILMR波形。考虑到结电容和死区时间,一个周期可以分为7个阶段,每一个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。1）阶段1到~ T1阶段,S1传导,LM和LMR系列输入电压下,流过的电流线性增加,LM和LMR。这段时间,vds2是漏源极电压的S2;VO转换器的输出电压;N1 T原绕组的匝数;为两绕组侧N2和N3;N1和N2的TR,两绕组匝数。2）2期T1 ~ T2 T1时,S1是关闭的,由T耦合到二极管D传导电流LM到次级侧,Lm电压的线性电流钳下降。在LMR当前是一个部分的S1的结电容CR1输出充电,另一部分的S2耦合输出通过TR结电容CR2放电。T2时间,S2的漏源电压下降到零,该阶段结束。3）3期T2 ~ T3时,漏源极电压的S2下来零,寄生二极管导通S2,在零电压状态S2的漏源电压钳,是零电压导通S2创造条件。同时,LMR两端卡在LMR电流线性下降。漏源极电压的S1夹在4##zzkkhh最大电压)##4期T3 T4 T3时间~ S2门到高层次的S2,零电压开关。通过寄生二极管流过电流的S2。的LMR两端仍然是（3）V1的电压下,在LMR线性下降到零然后反向的电流增加。T4时刻,S2的阶段结束了。这一次5）5期T4 ~ T5 T4时间,电流方向Lmr是负的,S1的输出电容CR1放电电流的一部分,同时,另一部分以TR耦合到副边输出的S2的结电容CR2充电。在T5时间,S1的漏源电压下降到零,在年底阶段。6）阶段6 T5 T6 ~随漏源电压S1为零的寄生二极管导通后在零电压状态S1,S1的漏源电压钳,通过创造零电压S1指导条件。在这个时候,反向电流LMR流经主稳压器,通过二极管D ID叠加在这段时间的电流,二极管的导通电压仍然D Lmr卡在LMR电流线性上升。漏源极电压的S2夹在7##zzkkhh最大电压)##阶段7 T6 ~ T7 T6时刻,S1门到高层次的S1,零电压开关。通过寄生二极管流过电流的S1。由于电压在此时两端V1 LMR较大,ILMR迅速崛起,至T7时间,ILMR = ILM,耦合到电流的次级侧主变为零,二极管D自然关机。这段时间然后LMR和[工业电器网-中国工业电器网] LM系列承受输入电压,开始下一个循环。可以在这个程序中看到,两开关S1和S2的零电压开关,二极管D零电流关。2软开关参数设计时假定电路在CCM状态运行。由于S2的软开关大于放电电压（见图2波形vds2）,因此,S1的软开关实现比S2更难。在参数设计,主要是考虑到S1的软开关条件。2.1主稳压器磁化电感由于LMR的存在,有效转换空气小于S1到占空比两（根据激磁电感Lm的充放电时间定义,见图2）D,然而,由于T4 ~ T7次ILMR上升非常快,所以可以是相似的,两= D,根据反激电路在CCM型条件:ETA转换器效率;FS开关频率;在实际设计中,为了保证电路能在轻负载电流连续模式工作,采取2.2前副主稳压器匝数比按式（8）,为了使输出滤波器的电流在IO在时间T3 ~ T4期不下降太快,最好是N3 = N2。此外,为了保证T1时间S1关闭通过二极管D ID > 0电流方面,根据（7）2.3辅助稳压器励磁电感Lmr是为了实现软开关S1,在(1-D)T时,励磁电感LMR必须相反的,此外,根据LMR和S1和S2的结电容的谐振条件比较型（20）型（25）输出,LMR型（25）应根据集。此外,由类型（24）可以发现,输入和输出电压一定时,随着负荷的增加,ilmrmax增加,ilmrmin,（19）减小,软交换是不容易实现的。因此,Lmr根据软开关实现满负荷条件设置。当输入电压范围宽,随着输入电压的降低,由于电路工作在CCM的ilmrmax增加,与（19）二时可以忽略,第一ilmrmin表达降低,ilmrmin下降,软开关不容易实现。所以,对输出负载和输入电压变化,LMR应根据输出负载和输入电压来实现软开关的条件设置。同时,指出软交换的前提下,Lmr不应太小,以避免过大的电流应力和导通损耗。2.4的死亡时间是确定为了实现软开关S1,必须在T5 ~ T6时间保证,S1开始引导。否则,Lmr的反向电流,充电的CR1,使开关S1的软开关条件将丢失。因此,软切换开关S1和S1、S2组之前关闭的死区时间的开放是关键。适用于电感S1和S2输出Lmr和结电容谐振周期的1/4,即在一般的死区时间、开关管的输出电容是受电压的函数,为方便起见,本例CR1和CR2常数。扩散2.5有效占空比的计算有效占空比的扩散比S1 D占空比稍小,即从（29）可以看出,占空比和输出负载损耗。在同一个电